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串聯(lián)型二極管峰值包絡檢波器 電路及原理

1、串聯(lián)型二極管峰值包絡檢波器

該種檢波器的原理電路如圖5.5-10A所示。在電路中，信號源U1、二極管VD和檢波負載RLCL是串聯(lián)相接的，故稱之為串聯(lián)型二極管峰值包絡檢波器。電路是利用VD單向?qū)щ姾蜋z波負載RLCL充放電而工作的。VD的尋通與否決定于高頻輸入電壓U1和輸出電壓UO（即電容CL上的電壓UCL）之差（U1-U0），在高頻信號正半周（U1-U0）﹥0期間VD導通，流過VD的高頻電流ID對CL導通時充電，充電時間常數(shù)為RDCL（RD很小為VD導通時的內(nèi)阻）很小，U0在很短時間內(nèi)就接近高頻電壓最大值。在（U1-U0）﹤0期間，VD截止，電容CL通過RL放電，由于放電時間常數(shù)RLCL（》RDCL）遠大于高頻信號周期，故放電很慢，這樣不煌地循環(huán)反復充放電，就得到如圖5.5-10B中電壓波形。由于U0與U1的幅度相當接近，峰值包絡檢波由此而得名。

圖5.5-10C為檢波二極管電流電壓波形，ID呈脈沖狀，其幅度隨U1包絡的變化而變化，ID中含有的平均電流UDEV在負載RL上的壓降即為輸出電壓UO。可以證明，當U1=UC（1+MACOSOT）COSOCT時UO中調(diào)制信號分量UOO為：

式中θ為二極管導通時通角之半，它為僅與RD與RL有關的一個常數(shù)。θ、RL、RD三者的關系為：

R1D決定于θ，即取決于RD/RL，因此，也可根據(jù)RD/RL值，通過表5.5-3查出R1D值。

包絡檢波器常有兩種非線性失真：一是對角切割失真、二是負峰切割失真。

圖5.5-11示出對角切割失真情況。產(chǎn)生該種失真的原因是檢波電路的時間常數(shù)RLCL選得過大，以使電容CL的放電速率跟不上包絡變化速率所造成的。為了避免對角切割失真的產(chǎn)生，對于單音調(diào)制選取時間常數(shù)RLCL時必須滿足下式

上式表明，MA的歐越大，包絡下降速度越快，避免產(chǎn)生對角切割失真所要求的RLCL值就越小。在多音調(diào)制時，作為工程估算，歐和MA應取其中的最大值。

圖5.5-12示出負峰切割失真情況。它是由檢波器的低頻交流負載電阻與直流負載電阻RL不同而引起的。造成交直流負載電阻不同的原因是數(shù)值較大的隔直流電容CC的存在。在穩(wěn)態(tài)病況下CC上有一直流電壓U=（≈UC），它在RL上壓降為：

URL對二極管而言是負的。當MA較大時，輸入調(diào)幅波包絡的負半周可能低于URL，在這期間（F1~F2）二極管截止，因此，產(chǎn)生如圖5.5-12C的波形失真，它將輸出低頻電壓負峰切割。欲不產(chǎn)生此類失真，必須保證（UC-MAUC）URL即：

圖5.5-13是半導體收音體中檢波級及有關附加電路的典型實例。R1、R2、RL2組成外加正向偏置電路。通過-6V電源給二極管VD提供一固定的正向偏流（通常在20~50UA左右），用以提高檢波效率。R2C3組成低通濾波器，用來濾除RL2兩端輸出中的低頻交流分量，取出其中的直流分量，加到前級中放管的基極，作為自動增益控制電壓。檢波器的輸出濾波電路，接成X型濾波電路，這樣不但可以進一步濾除輸出電壓中的殘余高頻分量，而且有利避免產(chǎn)生負峰切割失真。

圖5.5-14是電視接收機圖像檢波器的實際電路。由于調(diào)制信號為高達6MHZ的圖像信號，為保證不產(chǎn)生對角切割失真，且避免檢波后高端頻率處產(chǎn)生頻率失真，電容C1選得比較小。由于C1較小，只靠它濾除高頻分量還不夠，為此又接入LC2濾波器。電阻R2與二極管串聯(lián)，能改善檢波線性，這時傳輸系數(shù)有所下降，但一般改變不大。